基于无线传感器网络的低噪声放大器电路设计

该低噪声放大器主体电路采用共源共栅的差分结构，由于共栅级电路的输入阻抗很小，抑制了共源级的电压增益，从而遏制了密勒效应，提高了反向隔离度，同时使输入阻抗受共源管M1、M2 栅漏间电容以及后级电路影响变小，使放大器稳定性增强。  在该结构中，片内电阻R1、R2 分压产生偏置电压Vbias ，通过Rg1、Rg2加在共源管M1、M2 栅极， 为其提供直流偏置。为了保证较低的噪声系数， Rg1、Rg2应选取阻值较大的电阻， 以隔离偏置电路中电阻R1、R2 带来的噪声。晶体管M3、M4 为共栅MOS管。 片内源极电感Ls1、Ls2以及M1、M2 栅源间附加电容Cex1、Cex2配合栅极片外电感Lg1、Lg2 ， 实现低噪声放大器的输入匹配。电感Ld1、Ld2  分别和电容Cd1、Cd2并联，再分别与Cd3、Cd4串联， 实现低噪声放大器的输出匹配。 

 
为保证低噪声放大器满足较小的噪声系数，放大电路中的MOS管的栅长应尽量选择最小值，本工艺最小栅长为0. 13μm，所以，共源管M1 和共栅管M3 的栅长L1、L3 皆设为0. 13μm。在此情况下，改变共源管和共栅管的栅宽W1、W3 ，可以调整M1、M3的跨导gm1、gm3。根据共源共栅电路性质可知，改变共源管和共栅管的跨导可以改变放大器的增益。本次设计采用1. 2 V电源电压供电，为了保证一定的线性度，以及确保M1 栅源电压Vgs1大于阈值电压Vth （本工艺的Vth约为430 mV） ，选择直流偏置电压Vgs1为600 mV。对于工作于饱和区的MOS管，其漏极电流  Id 表示为：
 设计要求功耗限制为8 mW， 在偏置电压Vgs1以及各工艺参数都已确定的情况下， 共源管M1和共栅管M3 的栅宽W1、W3 决定了该放大器的工作电流Id ，即决定了放大器的功耗。设计时，在保证增益的前提下， 调整W1、W3 ， 仿真得到半电路工作电流约为3 mA，即总电流约 为6 mA，满足指标要求。
  

该低噪声放大器增益控制电路采用信号加成模式，增益控制MOS管Mc1、Mc2由VC1控制，Mc3、Mc4由VC2控制。在半电路中，通过改变Vc1可以改变Mc1的通断，在Id1不变的情况下，则可以改变流过M3 电流Id3。而工作在饱和区的M3 管的跨导gm3可以表示为： 

所以改变Id3可以改变gm3 ， 进而实现放大器增益的改变。 1. 2　输入匹配 图1所示低噪声放大器输入端半电路及其小信号等效电路如图2所示。

图2　输入端电路结构及小信号模型

首先考虑输入端未接入M1、M2 栅源间附加电容Cex1、Cex2时的情况。通过输入端电路小信号模型分析得放大器输入阻抗为： 

为了得到最小的噪声系数， 源阻抗最佳值（最佳噪声源阻抗） Zop t应满足：

其中，α为共源管跨导与其源漏电导的比值。δ为一常数，γ为一系数， 在长沟道器件中，δ的值约为1. 33，γ的值约为0. 67， 在短沟道器件中， 这两个值都会因为短沟道效应而变大。定义c为栅噪声与漏噪声相关系数， 其值一般为0. 395 j， 为一纯虚数，反映了栅和沟道间噪声引起的的容性耦合程度。  源级电感Ls 和栅极电感Lg 不会导致最佳噪声源阻抗的实部发生变化，而仅对电抗部分产生影响。 

要实现功率和噪声同时匹配，必须使输入阻抗Zin和最佳噪声源阻抗Zop t共轭匹配， 令Zin = 50 Ω，则有：

即：

式（6）中有4个方程， 4个未知数，只有一组解，即功率匹配和噪声匹配同时满足时， 功耗（ Id ）是确定的，不可以优化。而在限定功耗的情   况下，功率匹配和噪声匹配则不可能同时满足。
  

于是在电路设计中就需要在噪声匹配和功率匹配中进行折中。下面引入M1 管栅源间附加电容Cex ，这样，输入阻抗变为：

最佳噪声阻抗Z＇op t表示为：