高功率密度快充及PD适配器电源结构解析

这种变换器输出电压决定原边半桥的上管工作的导通时间，原边半桥的下管工作在COT固定导通时间，其导通时间由谐振频率所决定，非对称反激变换器电路结构如图1所示，若输出整流二极管换为功率MOSFET，则称为同步整流。非对称反激变换器工作的波形如图2所示。

相关元件符号和物理量的规定：

S1：原边半桥高端功率管，上管
S2：原边半桥低端功率管，下管
DR；次级整流二极管
Cr：原边串联谐振电容
Lm：变压器原边激磁电感
Lr：变压器原边漏感
SR；次级同步整流功率管
Np：变压器原边绕组匝数
Ns：变压器次级绕组匝数
n：变压器的匝比，n ＝ Np／ Ns
VSW：半桥连接的开关接点电压，也是S2的D、S两端电压
iLm：变压器原边激磁电感的电流
iLr：变压器原边漏感的电流
iDR：次级整流二极管的电流

（a）非对称反激变换器

（b）非对称同步整流反激变换器工作原理分析

非对称反激变换器的一个开关周期可分为6个工作模式，分别分析如下。
1、模式1：T0－T1
开关状态：S1处于导通，S2处于截止，DR处于截止。
变压器Lm和Lr的电流从0开始增加，谐振电容Cr充电，没有能量传输到次级的输出负载。
T1时刻，S1关断。

2、模式2：T1－T2
开关状态：S1处于截止，S2处于截止，DR处于截止。
T1时刻，S1关断，（Coss1＋Coss2）和（Lr＋Lm）谐振，Coss1充电，Coss2放电，直到T2时刻，Coss1的电压充电到VIN，Coss2的电压放电到0。

Coss2的电压VSW放电到0后，其体内寄生二极管DS2导通，将其二端电压箝位到0。

3、模式3：T2－T3
开关状态：S2处于导通，S1处于截止，DR处于截止。
T2时刻，DS2导通箝位。在T2之后某一时刻开通S2，此时由于DS2导通，S2的VDS电压为0，因此S2是零电压开通ZVS。

这个阶段开始时，谐振电容的电压VCr会稍微增加，次级绕组Ns的正偏电压也会增加，但其电压仍低于输出电压Vo，因此次级整流二极管DR不会导通。
在T3时刻，次级绕组的电压VNs增加到输出电压Vo，因此次级整流二极管DR导通。

4、模式4：T3－T4
开关状态：S2处于导通，S1处于截止，DR处于导通
在T3时刻，DR导通，输出电压反射到原边绕组Np，其电压变为：
VNp ＝ －nVo

此时，Lm和Lr分开，形成各自的回路：
（1）Lm电感储存的能量通过次级绕组，向输出负载传输。

（2）Lr、Cr和电压源－nVo串联谐振，满足下面条件：

谐振电容Cr反射到次级输出端，次级电流波形为正弦波，其频率就是变压器的寄生电感和谐振电容Cr所决定，这部分能量也通过次级绕组，向输出负载传输。

因此，次级整流二极管的电流iDR为iLr和iLm的电流差值：

iDR ＝ （iLm–iLr）＊n

在这个阶段，Lr和Cr串联谐振，iLr过0后，反向继续谐振；然后，经过一段时间， iLm也过0，反向激磁继续增加。

（a）模式4的DR导通
（b）模式4的iLr过0后反向增加
（c）模式4的iLm过0后反向增加
图6：模式4的等效电路
在T4时刻，iLr和iLm的电流相等：
iLr＝iLm
次级绕组的电流减小到0，DR关断，ZCS关断，同时，在T4时刻，S2关断。

5、模式5：T4－T5
开关状态：S1处于截止，S2处于截止，SR处于截止。
T4时刻，同时关断SR和S2，（Coss1＋Coss2）和（Lr＋Lm）谐振，Coss1放电，Coss2充电，直到T5时刻，Coss2的电压充电到VIN，Coss1的电压放电到0。