探索同步SAR模数转换器的片内校准优势：为何它如此出色？

为了监测传输的电源，需要同步测量电流和电压。电流是通过变压器(CT)来测量的，在通过变压器后，电流减小，提供隔离，并通过负载电阻转换为电压。电压是通过电阻网络来测量的，这是一个分压器，它将电压从kV范围降至V范围。ADI公司提供同步采样ADC来监测电压和电流，以简化双器件、四器件或八器件的功率计算。图1所示的信号链原理图通常用于测量单相，多相电力系统的功率需要使用通道数量更高的数据采集系统(DAS)，即8个通道对应3个相位和1个中性相位。

图1. 电源监控应用中的典型信号链。为简洁起见，仅显示一个相位。

何时使用外部前端电阻

虽然电阻输入ADC被设计成直接与大多数传感器连接，但在某些情况下，可能需要在模拟输入前面增加外部电阻。例如，如果应用需要额外的抗混叠滤波，或需要保护输入不受过流故障影响，就可能出现上述这种情况。

尽管电阻输入ADC通常提供一个内部抗混叠滤波器，但许多应用可能以较低的采样频率运行，因此，需要较低的转折频率。一个常见的要求是：在每个工频周期采集256个样本，也就是说，对于50 Hz电网系统，采样频率(fS)为12.8 kSPS。

采样频率如此之低，所以需要在电阻ADC的输入前面增加一个外部低通滤波器(LPF)，用于抑制高于6.4 kHz的频率，即奈奎斯特频率(fS/2)。这可以通过增加一个一阶RC滤波器来实现。

图2. AD7606输入箝位保护特性。

图4. AD7606的模拟输入（VX+和VX-）前面的串联电阻会改变系统增益。

例如，如果在AD7606前面使用一个30 kΩ电阻，那么10 V输入信号在到达ADC输出端时，将不再是10 V信号，因为AD7606的PGA输出也不再是4.4 V。PGA输出将为4.2718 V，如果我们绘图表示这个新理论系统增益转换函数，则可以看出，增益误差为约–3%，具体如图5所示。

图5. PGA输出的幅度随RFILTER的增大而减小。(a) 显示PGA输出（单位：V），(b) 显示PGA输出电压（FS的百分比）。

为了便于评估，我们可以通过图表来表示公式5，作为系统增益误差，显示与满量程(FS)之间的%和与RFILTER之间的关系，如图6所示。

图6. 系统增益误差（FS的%），与AD7606中的外部RFILTER电阻（1 MΩ输入阻抗）呈函数关系。

图7. 因为输入阻抗更高(5 MΩ)，所以AD7606B的PGA输出幅度受外部RFILTER的影响更小。

AD7606B/AD7606C

在AD7606B项目开发期间，指定的三款产品的输入阻抗和分辨率如表1所示。

表1. AD7606B项目类型、典型的输入阻抗和分辨率

在任何一种情况下，无论RIN是5 MΩ或1.2 MΩ，串联电阻(RFILTER)越大，系统增益越低，也就是说，增益误差越大。但是，RIN越大，RFILTER造成的影响越小，如公式5所示。理论上，对于高达50 kΩ的电阻，系统增益误差从几乎5%降低到1%。图8中5 MΩ和1 MΩ输入阻抗器件的对比显示了电阻对系统增益误差的影响。

图8. 基于输入阻抗(RIN)的系统增益误差（FS的%）比较。

在某些应用中，这种增益误差是可以接受的。误差如此之低，便无需如以前一样执行系统校准，这是在设计PGA时采用更高的输入阻抗所要达成的目标。但是，在其他一些应用中，1%的系统增益误差仍然可能超过行业标准或客户要求，所以仍然需要进行校准。

后端校准与片内校准

传统校准一般发生在系统出厂测试期间。该流程旨在：

但是，在这种情况下，因为可以通过公式5清楚了解该系统增益误差，所以可以通过对数据实施后期处理，从控制器这一端轻松消除这种误差，也就是说，增加一个校准因子(K)来恢复公式4中引入的误差，使得得出的系统增益在经过校准之后，变得与公式3中定义的理想增益类似。

将RIN值从最小值增加到最大值，但保持校准因子(K)不变，从公式6和图10可以看出，校准精度如何随内部电阻公差变化，对于用户来说，这是无法预测的。

图9. 后端校准模块。假设RIN的典型值，且已知外部电阻值RFILTER，对主机控制器执行校准。

图10显示在经过后端校准后，理论增益误差与RFILTER呈函数关系，许多输入阻抗值都在AD7606的15%公差范围内。如果输入阻抗与数据手册中的典型规格（绿线）相同，表示后端校准完全消除了RFILTER导致的增益误差。但是，如果在最坏情况下，控制器假设RIN = 1.2 MΩ（AD7606C-16数据手册中给出的典型输入阻抗），但电阻实际上为1 MΩ（数据手册中给出的最小值），那么后端校准会不准确，在RFILTER = 30 kΩ这个给定值下，得出的增益误差会大于0.5%，无法满足行业标准的要求。

图10. 后端校准误差取决于实际RIN值。

图11. 片内校准模块。仅以一侧通道为例。

这个8位寄存器表示RFILTER整数变量，可以对高达64 kΩ的电阻实施补偿，分辨率为1024 Ω。因为这种离散分辨率，如果RFILTER不是1024的倍数，会产生舍入误差。图12中的图表显示后校准误差如何保持在±0.05%以下，不受RFILTER和RIN影响（在计算校准系数(K)时会使用这两个值），不假设RIN等于其典型值，而是使用内部实际测量得出的RIN值。如果与图10相比，以RFILTER = 30 kΩ为例，这意味着误差降低高达10倍。这个误差与RFILTER完全无关，RFILTER越大，误差降低的幅度越大。

图12. 片内校准模块，按照通道。

我们可以在启用片内校准功能的情况下执行类似研究，假设RFILTER在最糟糕的公差下，以比较不同的常用公差：5%、1%和0.1%。

图13. RFILTER分立式电阻公差对片内校准功能精度的影响（最糟糕情况下）。

试验台验证

可以将这个实际数据与AD7606B/AD7606C部分中获取的理论数据进行比较。作为示例，图16在同一个图中显示在启用片内校准时，从AD7606C-16上采集的与RFILTER呈函数关系的总误差，以及基于图13中的理论分析计算得出的最糟糕误差。尽管测试所得的误差数据实际上是总非调整误差（未去除失调或线性误差），它们仍然低于理论数值。这表明，首先，增益误差是器件总非调整误差的主要部分，其次，用在电阻输入ADC前面的真实电阻的公差在1%指定公差范围内。

图16. AD7606C-16的实际结果与理论分析结果之间的比较。

在后端控制器中使用校准系数时，并不考虑PGA的实际输入阻抗，这意味着器件与器件之间的差异会导致后校准误差。但是，片内校准会从内部测量输入阻抗，所以校准结果更准确，且与置于前面的RFILTER和实际RIN阻抗无关。这种更低的后校准误差有助于我们实现更高效、易于使用且精准的系统设计，这是除开"无需对控制器的每个单独的ADC数据点执行后处理，避免消耗资源"这个优势以外的另一个优势。

结论

电阻输入同步采样ADC是一种完整的解决方案，所有信号链模块均在芯片上，提供出色的AC和DC性能，易于使用，可以直接与传感器连接。正如某些应用指明，需要在模拟输入前面增加外部电阻。这些外部电阻会增大系统的精度误差，导致上市时间延长，且会增加额外的校准成本。ADI公司推出AD7606B系列新型阻抗输入ADC，帮助解决这一问题。该解决方案包括更大的输入阻抗和片内校准功能，可以帮助降低外部电阻导致的误差。