开关电源待机低功耗设计方案，提高待机效率

开关电源功耗分析

要减小开关电源待机损耗，提高待机效率，首先要分析开关电源损耗的构成。以反激式电源为例，其工作损耗主要表现为：MOSFET导通损耗。

MOSFET寄生电容损耗

开关交叠损耗，PWM控制器及其启动电阻损耗，输出整流管损耗，箝位保护电路损耗，反馈电路损耗等。其中前三个损耗与频率成正比关系，即与单位时间内器件开关次数成正比。

在待机状态，主电路电流较小，MOSFET导通时间ton很小，电路工作在DCM模式，故相关的导通损耗，次级整流管损耗等较小，此时损耗主要由寄生电容损耗和开关交叠损耗和启动电阻损耗构成。

提高待机效率的方法

根据损耗分析可知，切断启动电阻，降低开关频率，减小开关次数可减小待机损耗，提高待机效率。具体的方法有：降低时钟频率;由高频工作模式切换至低频工作模式，如准谐振模式(Quasi Resonant，QR)切换至脉宽调制(Pulse Width Modulation，PWM)， 脉宽调制切换至脉冲频率调制(Pulse Frequency Modulation， PFM)；可控脉冲模式(Burst Mode)。

1、切断启动电阻

对于反激式电源，启动后控制芯片由辅助绕组供电，启动电阻上压降为300V左右。设启动电阻取值为47kΩ，消耗功率将近2W。要改善待机效率，必须在启动后将该电阻通道切断。TOPSWITCH，ICE2DS02G内部设有专门的启动电路，可在启动后关闭该电阻。若控制器没有专门启动电路，也可在启动电阻串接电容，其启动后的损耗可逐渐下降至零。缺点是电源不能自重启，只有断开输入电压，使电容放电后才能再次启动电路。而图1所示的启动电路，则可避免以上问题，而且该电路功耗仅为0.03W。不过电路增加了复杂度和成本。

时钟频率可平滑下降或突降。平滑下降就是当反馈量超过某一阈值，通过特定模块，实现时钟频率的线性下降。POWER公司的TOPSwitch-GX和 SG公司的SG6848芯片内置了这样的模块，能根据负载大小调节频率，图2所示是SG6848时钟频率与其反馈电流的关系。

突降实现方法如图3：以UCC3895为例，当电源处于正常负载状态时，Q1导通，其时钟周期为：当电源进入待机状态时，Q1关闭，时钟周期增大为即开关频率减小。开关损耗降为降频前的(小于1)倍。L5991和Infineon公司的CoolSet F2系列已经集成了该功能。

3、切换工作模式

3.1、QR→PWM 对于工作在高频工作模式的开关电源，在待机时切换至低频工作模式可减小待机损耗。例如，对于准谐振式开关电源(工作频率为几百kHz到几MHz)，可在待机时切换至低频的脉宽调制控制模式PWM(几十kHz)。

IRIS40xx芯片就是通过QR与PWM切换来提高待机效率的。图4是IRIS4015构成的反激式开关电源，重载时，辅助绕组电压大，R1分压大于 0.6V，Q1导通，辅助准谐振信号经过D1，D2，R3，C2构成的延时电路到达IRIS4015的FB脚，内部比较器对该信号进行比较，电路工作在准谐振模式。当电源处于轻载和待机时候，辅助绕组电压较小，Q1关断，谐振信号不能传输至FB端，FB电压小于芯片内部的一个门限电压，不能触发准谐振模式，电路则工作在更低频的脉宽调制控制模式。

3.2、PWM→PFM 对于额定功率时工作在PWM模式的开关电源，也可以通过切换至PFM模式提高待机效率，即固定开通时间，调节关断时间，负载越低，关断时间越长，工作频率也越低。图5是采用NS公司的LM2618控制的Buck转换器电路和分别采用PWM和PFM控制方法的效率比较曲线。由图可见，在轻载时采用PFM 模式的电源效率明显大于采用PWM模式时的效率，且负载越低，PFM效率优势越明显。将待机信号加在其PW/引脚上，在额定负载条件下，该引脚为高电平，电路工作PWM模式，当负载低于某个阈值时，该引脚被拉为低电平，电路工作在PFM模式。实现PWM和PFM的切换，也就提高了轻载和待机状态时的电源效率。

通过降低时钟频率和切换工作模式实现降低待机工作频率，提高待机效率，可保持控制器一直在运作，在整个负载范围中，输出都能被妥善的调节。即使负载从零激增至满负载的情况下，能够快速反应，反之亦然。输出电压降和过冲值都保持在允许范围内。 4、可控脉冲模式(Burst Mode)

可控脉冲模式，也可称为跳周期控制模式(Skip Cycle Mode)是指当处于轻载或待机条件时，由周期比PWM控制器时钟周期大的信号控制电路某一环节，使得PWM的输出脉冲周期性的有效或失效，如图6所示。这样即可实现恒定频率下通过减小开关次数，增大占空比来提高轻载和待机的效率。该信号可以加在反馈通道，PWM信号输出通道，PWM芯片的使能引脚(如 LM2618，L6565)或者是芯片内部模块(如NCP1200，FSD200，L6565和TinySwitch系列芯片)。

NCP1200的内部跳周期模块结构见图7，当反馈检测脚FB的电压低于1.2V(该值可编程)时，跳周期比较器控制Q触发器，使输出关闭若干时钟周期，也即跳过若干个周期，负载越轻，跳过的周期也越多。为免音频噪音，只有在峰值电流降至某个设定值时，跳周期模式才有效。

而FSD200则是通过控制内部驱动器实现可控脉冲模式，即将脚的反馈电压与0.6V/0.5V迟滞比较器比较，由比较结果控制门极驱动输出，其结构可见图8。我们可根据此原理用分立元件实现普通芯片的Burst Mode功能，即检测次级电压判断电源是否处于待机状态，通过迟滞比较器，控制芯片输出，电路如图9所示。

控制反馈通道是实现一般PWM控制器的可控脉冲模式的方法之一。其电路可见图10，是反馈信号，当Burst Signal为低电平时，Q1关断，电路正常工作，当Burst Signal为低电平时，Q1导通，R1被短路，流过Q1被拉高至-0.6V，反馈信号不能反映在上，控制器因此输出低电平。

另外对于有使能脚的PWM控制器，如L6565等，用可控脉冲信号控制使能脚使控制芯片有效或失效，也可以实现Burst Mode，上述Burst Signal可由图1中所示的迟滞比较器产生。

存在的问题

以上介绍的降频和Burst Mode方法在提高待机效率的同时，也带来一些问题，首先是频率降低导致输出电压纹波的增加，其次如果频率降至20kHz以内，可能有音频噪音。而在Burst Mode的OFF时期内，如果负载激增，输出电压会大大降低，如果输出电容不够大，电压甚至可能降低至零。如果增大输出电容，以减小输出电压纹波，则会导致成本增加，并会影响系统动态性能。因此必须综合考虑。