提升高瞬态汽车应用，达到速度与效率的双重飞跃

【导读】为了解决汽车应用中日益提高的电流需求和快速瞬变所带来的挑战，ADI专门设计了耦合电感，并获得了专利。理想情况下，为了获得高效率，需要较大电感值和较小电流纹波，但为了实现快速瞬变，又需要较小电感值。耦合电感利用出色的耦合机制，使其在稳态下表现为一个大电感，从而有效地降低电流纹波。

问题

随着电流摆率和效率要求不断提高，ADI专利耦合电感如何增强汽车应用中多相稳压器的性能？

回答

为了解决汽车应用中日益提高的电流需求和快速瞬变所带来的挑战，ADI专门设计了耦合电感，并获得了专利。理想情况下，为了获得高效率，需要较大电感值和较小电流纹波，但为了实现快速瞬变，又需要较小电感值。耦合电感利用出色的耦合机制，使其在稳态下表现为一个大电感，从而有效地降低电流纹波。同时，耦合电感在瞬态事件中的电感值较小，且导通较快。这有便于缩小应用尺寸，同时保持高效率，这对于支持1 V以下的负载电压至关重要。此外，其设计有助于加快响应时间，使稳压器能够在不影响性能的情况下管理剧烈的瞬态负载。通过优化电感值，这些耦合电感有助于为ADAS和其他大电流应用中的先进半导体工艺实现所需的必要电压容差、高效率和瞬态规格。

简介

大电流、低电压应用经常采用多相降压转换器拓扑来降低电压。这种多相降压转换器可以利用传统的分立电感（DL，如图1a所示），或利用耦合电感（CL，如图1b所示）。如果是CL，绕组为磁耦合，具有消除电流纹波的优势1-6。

汽车ADAS应用面临的挑战是，如何将GPU或ASIC供电轨严格控制在0.4 V至1 V范围内，尤其是在快速瞬变条件下。负载瞬态通常会导致所有相位将开关节点VX拉高至VIN，因此每相中的电感电流以一定的摆率（式1）逐渐上升，其中VIN为输入电压，Vo为输出电压，L为电感值。卸载瞬态通常会导致所有相位拉低至GND，并且电感电流逐渐下降（式2）。已知低输出电压值VOUT＜1 V，并假设输入电压典型值至少为5 V，比较式1和式2很容易看出，卸载瞬态是主要问题，这是因为使电流逐渐下降的电压非常小。

图1.多相降压转换器，采用(a)分立电感或(b)耦合电感

简单的解决办法是增加COUT中陶瓷输出电容的数量。然而，这种方法的体积过大、成本过高，有些不切实际。在汽车行业，稳压器往往配置为以相对较高的频率（FS，通常超过2 MHz）进行开关。这与云应用或工业应用中的稳压器形成对比。由于特别的电磁干扰(EMI)要求，汽车环境中需要更高的开关频率。虽然高频有助于减小稳压器中的电感值，但仍然需要进一步改善。

由式3可求出带DL的常规降压转换器各相的电流纹波，其中占空比D = VOUT/VIN，VOUT为输出电压，VIN为输入电压，L为电感值，FS为开关频率。

用漏感为LK且互感为LM的CL代替DL，则CL中的电流纹波可表示为式46。品质因数(FOM)表示为式5，其中NPH为耦合相数，ρ为耦合系数（式6），j为运行指数，仅定义占空比的适用区间(式7)。CL的参数有漏感LK和互感L M。

对于特定的CL设计，与采用分立电感L的常规降压转换器相比，式4和式5中的FOM含义可以解释为电流纹波消除所涉及的额外乘数。与具有任意电流纹波和瞬态性能的任何系统相比，业界进一步推广和扩展了FOM的定义及其含义11。建议使用归一化瞬态摆率 (期望较高) 与归一化电流纹波 (期望较低) 的比率 (式8)。对于一些采用分立电感的基准转换器，瞬态摆率和电流纹波通过相关数字进行归一化 (因此任何采用DL的系统仍会导致FOM = 1)。SRTR和ΔIL是所选设计或技术在稳态下的瞬态电流摆率和电流纹波，而SRTR_DL和ΔILDL是同样的参数，但用于基准DL设计。

由于瞬态和稳态下分立电感的电流摆率相同，式8可以简化为式9。这样一来就完全避免了实际提及DL设计，但基准测试的思想仍然存在。

请注意，对CL使用广义FOM定义（式9）将得到式5，因此新定义是向后兼容的，而且还可用于电流纹波和瞬态摆率与DL公式存在显著差异的技术（例如TLVR9）。

CL设计和考虑因素

应用指标为VIN = 5 V、VOUT = 0.8 V、FS = 2.1 MHz、NPH = 8。开始时，选择DL = 32 nH来支持快速瞬变，而每个电感占用4.2 mm × 4.2 mm × 4.2 mm。理想情况下，这些电感将用8相耦合电感(CL)代替。然而，h = 4 mm的低高度要求带来了难题，因为在这种高度限制下，8相耦合电感器会变得过于细长，难以生产，而且还会更容易受到电路板弯曲变形的影响。因此，我们为CL选择了4相构建模块，这也使得元件的放置和布局更加灵活。我们的目标是获得更快的瞬变，并且已知CL值的纹波将小于起始DL值的纹波。因此，我们采用了近期推出的Notch CL (NCL)结构来尽可能减小漏感LK7,8,10。我们设计了NCL0804，LK约为17 nH，OCL = LM + LK = 100 nH，NPH = 4，相位间距为6.9 mm/相，高度h = 4.0 mm（最大值）（图2）。

图2.开发的NCL0804-4-R17（h = 4 mm（最大值））

使用FOM图10可以有效比较不同的设计。任何DL设计都会出现FOM = 1，这是因为在稳态和瞬态下，电流摆率的比例为1:1。给定尺寸下，耦合电感的NCL结构会使LM/LK比率最大化，因此通常能够产生最高FOM9。FOM比较如图3所示；在目标输出电压附近，我们开发的NCL比DL好约4.4倍。

表1.四相构建模块不同磁元件方案的比较

图3.相对于输出电压VOUT，开发的NCL = 4× 17 nH和理论NCL = 8× 17 nH的FOM与任何DL的FOM相比较

(VIN = 5 V)

相应的电流纹波比较如图4和表1所示。对电流纹波和瞬态摆率的不同取舍，让DL值的选择范围非常宽，但我们开发的NCL始终有4.4倍的优势。NCL的电流纹波比DL = 32 nH的纹波小2.35倍，同时NCL的瞬态摆率要快1.88倍。2.35×1.88约等于4.4，与预测的FOM = 4.4相匹配。使用DL = 100 nH也可以降低电流纹波，这使其电流纹波比NCL的电流纹波小1.33倍，但NCL的瞬态摆率会快5.88倍，因此NCL相对于任何DL的优势仍然是5.88/1.33，即约等于4.4倍（NCL的FOM = 4.4）。

图4.相对于输出电压VOUT，比较开发的NCL = 4 × 17 nH和理论NCL = 8 × 17 nH的电流纹波与DL = 32 nH和DL = 100 nH的电流纹波

观察图3中相同NCL的理论FOM，但考虑NPH = 8是否可制造的情况，我们看到NCL相对于DL的性能优势将从4.4倍扩大到5.8倍，而且在VOUT较低时，相对的优势差距更大。

展望未来，我们或许应该考虑NCL的不同设计。一种可能性是将相位排成两排，以保持铁氧体磁芯的长宽比较低，使其有利于制造。在这种情况下，NCL可以放在PCB的底部，直接位于GPU的陶瓷旁路上方，并且功率级围绕在NCL的周边。此方法类似于垂直供电(VPD)布置，有可能会在瞬态和纹波之间取得更好的平衡，也就是可以有效提高瞬态效率。然而，必须注意的是，这样的改动将会显著改变现有的设计和布局。未来将取决于客户的偏好，考虑是否采用这种方法。

实验结果

图5.稳压器四相构建模块，电感尺寸可为(a) DL = 100 nH（h = 6.4 mm（最大值））和(b) NCL0804-4（h = 4.0 mm（最大值））

用NCL0804-4替代DL = 32 nH电感可以提高效率，如图6所示。这种改善主要是因为电流纹波大幅降低（图4），从而导致绕组、功率级和走线中的电流有效值降低。此外这还有助于降低交流损耗，如图6所示。同时，17 nH/相的NCL（图5b）在瞬态下的电流摆率要快约1.9倍，反馈环路中的相位裕量一般也会得到改善。降低DL = 100 nH的纹波（图5a）可重新提高效率（图6），但这种DL的高度明显高于允许值（h = 4 mm），同时也比我们开发的NCL慢约5.9倍，并且会大大影响所需输出电容的数量。正如基于FOM的估计，结果证实了NCL相对于分立电感方法的不同权衡方案具有根本的性能优势。

图6.DL = 32 nH (h = 4.4 mm)、DL = 100 nH (h = 6.4 mm)和NCL = 4× 17 nH (h = 4.0 mm)的效率比较：5 V至0.8 V，四相。

结论

综上所述，我们开发了一种采用NCL结构的新型耦合电感，以优化输出电压非常低和负载瞬态指标变化剧烈的应用性能。该CL也是为了适应汽车设计的低高度要求而开发的。选择NCL结构是为了尽可能地减少泄漏。与常规分立电感方案相比，它的瞬态/纹波性能提高了4倍以上。

若分立电感(DL)方案的效率要与所开发的NCL相同，高度须为后者的1.6倍(DL = 100 nH)。然而，这种替代方案的瞬态速度会低5.9倍，从而严重影响输出电容的尺寸和成本。表1的比较结果凸显了NCL0804-4在高度、效率、电流纹波和瞬态速度方面的优势。

参考文献

1      Aaron M. Schultz和Charles R. Sullivan。“Voltage Converter with Coupled Inductive Windings, and Associated Methods”。美国专利6,362,986，2001年3月。

2      Jieli Li。Coupled Inductor Design in DC-DC Converters。硕士论文，达特茅斯学院，2002年。

3      Pit-Leong Wong、Peng Xu、P. Yang和Fred C. Lee。“Performance Improvements of Interleaving VRMs with Coupling Inductors”。《IEEE电源电子会刊》，第16卷第4期，2001年7月。

4      Yan Dong。Investigation of Multiphase Coupled-Inductor Buck Converters in Point-of-Load Applications。博士论文，弗吉尼亚理工学院暨州立大学，2009年7月。

5      Alexandr Ikriannikov和Di Yao。“Addressing Core Loss in Coupled Inductors”。Electronic Design News，2016年12月。

6      Alexandr Ikriannikov。“耦合电感的基础知识和优势”。ADI公司，2021年。

7      Alexandr Ikriannikov和Di Yao。“Switching Power Converter Assemblies Including Coupled Inductors, and Associated Methods”。美国专利11869695B2，2020年11月。

8      Alexandr Ikriannikov。“Evolution and Comparison of Magnetics for the Multiphase DC-DC Applications”。IEEE应用电源电子会议，2023年3月。

9      Amin Fard、Satya Naidu、Horthense Tamdem和Behzad Vafakhah。 “Trans-inductors Versus Discrete Inductors in Multiphase Voltage Regulators: An Analytical and Experimental Comparative Study”。IEEE应用电源电子会议，2023年3月。

10    Alexandr Ikriannikov和Di Yao。 “Converters with Multiphase Magnetics: TLVR vs CL and the Novel Optimized Structure”。PCIM Europe，2023年5月。

11    Alexandr Ikriannikov和Brad Xiao。“Generalized FOM for Multiphase Converters with Inductors”。2023年IEEE能源转换大会暨展览会，2023年10月。

(来源：ADI公司，作者：Jon Wallace，高级总监，Issac Siavashani，首席工程师，Alexandr Ikriannikov，研究员）

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